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共模抑制和仪表放大器
武汉力源电子股份有限公司IC信息部（430079）
陈慧华编译
摘 要
根据仪表放大器用来测量含有较大共模分量的微弱差模信号的特点,
较详细地讨论了仪表放大器的共模电压范围和共模抑制问题。给出了几种由AD623/627构成的实用电路，并分析了相应的性能指标。
关键词 仪表放大器 共模抑制 差模信号
1 引言
在工业应用中，共模电压是个经常存在的威胁。通常需要测量含有大的共模成份的微弱差模信号。这些远距离信号和内部固有的50Hz/60Hz的电网干扰往往对测量造成相当的困难。因此本文探讨仪表放大器及其与应用相关的共模电压的范围和共模抑制问题。我们从共模电压和共模抑制的定义谈起，然后看看不同仪表放大器的结构，并验证在特殊应用中的共模电压范围和共模抑制是否适当。
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2 共模抑制和差模信号
2.1 共模抑制
仪表放大器将两个信号的差值放大。典型的差模信号来自传感器件，诸如电阻桥或热电偶。图1示出了仪表放大器的典型应用，来自电阻桥的差模电压被AD620（低功耗，低成本，集成仪表放大器）放大。在热电偶和电阻桥的应用中，差模电压总是相当小（几毫伏到十几毫伏）。而两个输入端输入的同极性、同幅值的电压约为2.5V，还有对测量无用的共模分量，所以理想的仪表放大器应该放大输入端两信号的差值，任何共模分量都必须被抑制。事实上，抑制共模分量是使用仪表放大器的唯一原因。实践中，仪表放大器从没有彻底抑制掉共模信号，输出端总会有一些残余成份。
共模抑制比（CMRR）是用来衡量共模信号被放大器抑制程度的一个综合指标，它由下式定义 |
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图1
在一个典型的仪表放大器的应用中，输入共模电压由来自桥的直流偏压（VS/2）和输入线中检拾的任何共模噪声组成。共模电压的一部分总会出现在仪表放大器的输出端。 |
式中的Gain是放大器的差模增益，Vcm是输入端存在的共模电压，Vout是输入共模电压在输出端的结果。
代入具体值，如AD620集成仪表放大器所设置增益为10时，CMRR为100dB，图1中共模电压为2.5V，由（1）式求出它在输出端的电压为250m
V。有上面设定，注意到由输入和输出失调电压所引起的输出电压约为1.5mV，这说明作为误差源，CMRR并没有失调电压重要。至此，只讨论了直流信号的共模抑制比。
2.2 交流和直流共模抑制比
在图1中，共模信号可以是稳态的直流电压（如来自电桥的2.5V电压），或是来自外部干扰。在工业应用中，最普通的外部干扰从50Hz/60Hz输电干线检拾而来（例如来自照明灯，电机或任何在输电干线上运行的设备）。在不同的测量应用中，仪表放大器输入端的干扰基本相等，因此在这里干扰信号也被看作共模信号，被叠加在输入直流共模电压上，在输出端得到的是这个输入共模信号的衰减形式，衰减程度取决于该频率下的CMRR。
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虽然直流失调电压可以通过微调和校准轻易除去，而输出端的交流误差却很麻烦。例如，如果输入回路从输电干线检拾到50Hz或60Hz的干扰，那么输出端的交流电压会降低整个应用的分辨度。滤除干扰代价很昂贵，并且仅在对速度要求不高的应用中才可行。显然，整个频率范围内的高共模抑制有助于减小外部共模干扰的影响。
所以，实践中在整个频率范围内来讨论CMRR比讨论它在直流时的情况要有意义得多。集成仪表放大器数据手册列出了在50Hz/60Hz时的CMRR，图解部分给出CMRR随频率变化的曲线（见图2）。 |
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 图2
单电源AD623的CMRR，100Hz以前很平坦，之后开始下降。从图看出当编程增益增加时，CMRR也随之增加。
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图2表明AD623（低价格集成仪表放大器）CMRR在频率范围内变化的情况。100Hz以前保持平坦，之后（大于100Hz）开始下降，可以看出，50Hz/60Hz电网干扰会被很好的抑制。还要注意电网频率的谐波干扰，在工业环境中，电网频率谐波可以达到第七谐波（350Hz/420Hz）。此时，CMRR降到大约90dB（增益为10）。这使得-
70dB的共模增益仍足以抑制大多数共模干扰。
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3 不同结构的仪表放大器
现在考察仪表放大器的不同结构，结构的选择和无源元件的精确度会影响交直流的CMRR。
3.1 二运放仪表放大器
图3是一个基本二运放仪表放大器的电路图，差模增益可由式（2）给出
 （2）
这里R1=R4，R2=R3，如果R1=10kΩ，R2=1kΩ，差模增益为11，从式（2）可知，根本不可能使编程增益为1。
3.1.1
二运放仪表放大器的共模增益 |
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图3 二运放仪表放大器的输入共模范围随差模增益降低
而降低（不可能得到单位增益）。电阻的不匹配决定直流和低频时的CMRR，而高频CMRR取决于通过A1的Vin-
的相移。
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直流共模电压引起的输出电压由式（3）给出
运用式（1），可得电路的CMRR的表达式为
因为分母中的电阻比总是接近1，不需要考虑仪表放大器的增益，我们可得到，二运放仪表放大器的CMRR随差模增益的增加而增加。
在上述电阻网络中，由于存在误差，实际电阻值不可能完全等于标称值，即存在失配，可以将R1R3的实际值比它与R2R4之差值的百分率定义为失配。式（4）可以改写为
式中Mismatch为失配率。
编程增益的四个电阻间的任何不匹配都会直接影响CMRR。在环境温度下，精密的电阻网络通过微调可以达到最大精确度。电阻的温度漂移造成的任何失配都会加剧CMRR的降低。
显而易见，高共模抑制的关键是电阻网络，因此电阻比和相对应的漂移两者都要很好的匹配，而电阻的绝对值和他们的绝对漂移却不重要，关键在于匹配。
集成仪表放大器特别适合于增益编程电阻的比值匹配和温度跟踪。制作在硅片上的薄膜电阻的最初容差达到±
20%,制作过程中的激光修整使电阻间的比例误差减小至0.01%。此外，各薄膜电阻值和温度系数之间的相关变化很小，通常小于3×10-
6/℃。
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图4说明在环境温度下电阻失配的实践结果。图3中，电路CMRR的测量(增益为11)用到4个电阻，其失配约为0.1%(R1=9999.5Ω，R2=999.76Ω，R3=1000.2Ω，R4=9997.7Ω)。直流CMRR的值约为84dB（理论值为85dB），当频率增加时，CMRR迅速下降。图4同时给出了电网干扰的输出电压的示波器波形。180Hz时200mV(峰-峰)谐波引起的输出电压约为800m
V。由上述设定，一个输入范围为0～2.5V的12位数据采集系统的1sb权重为610mV。
A1同相端的Vin- 信号经A1后产生的相移或延时将导致Vin-
和A1的输出信号间出现向量误差，引起整个频率范围内CMRR的降低。为保证一定的CMRR，Vin-
和A1输出端的共模信号应有相同的相位和幅度，这只有在A1没有延时时才可能做到。选择一个匹配的高速双运放可以扩展频率范围，从而使CMRR保持平坦，但另一方面，高速运放会检拾外部高频干扰。另一个解决方法是在A1的反相输入端和地端之间接一个微调电容，缺点是必须手动微调。
所以图4的CMRR（在频率范围内）受两个截然不同的参数的影响。在低频时，CMRR与编程增益电阻的失配直接关联，高频时，运放的差模闭环增益引起CMRR的降低。
3.1.2
二运放仪表放大器的共模范围
二运放仪表放大器的输入共模范围受编程增益的影响。图3中，A1工作在闭环增益为1.1时，输入端的任一共模电压都被放大（即输入共模电压经1.1倍放大后出现在A1的输出端）。
现在讨论仪表放大器可编程增益为1.1时的情况（R1=1kΩ，R2=10kΩ，R3=10kΩ，R4=1kΩ）。A1的闭环增益为11，因为共模电压会被放大，所以输入共模范围受A1输出摆动幅度的严格限制。在应用中，强制性使用低电压引起的问题特别严重，这种情况下，运用满幅度放大器会增加一些摆动范围以缓解这个问题。
3.2 三运放仪表放大器
图5是三运放仪表放大器的结构，是分离和集成仪表放大器最常选的结构。整个增益的传输函数很复杂，当R1=R2=R3=R4时，传输函数可以简化为
 （6）
R5和R6设置为相同值（通常在10～50kΩ）。简单地调节RG的值，电路的整个增益可由单位值调至任意高的值。
3.2.1
三运放仪表放大器的共模增益 |
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图4 可编程增益的四个电阻间0.1%的失配决定二运放仪表放大器低频时的CMRR。两个运放间闭环增益的差异会导致整个频段CMRR的降低。在180Hz时，200mV的电网谐波会在运放输出端产生800μV的电压。
图5 三运放仪表放大器的结构，R1，R2，R3，R4之间0.1%的失配会导致最坏情况下CMRR为60dB（增益为1）。漂移失配使CMRR降低加剧。
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如所期望的，仪表放大器的共模增益的理论值为0。为计算共模增益，设定输入端只有一个Vcm共模电压（也即Vin+=Vin-=Vcm）。RG上没有电压降，A1，A2的输出电压也等于Vcm，设A1和A2理想匹配，因此第一个近似值即第一级共模增益等于单位值并独立于编程增益。
假定运放A3是理想的，第二级共模增益由式（7）得到
代入式（1），共模抑制比就变为式（8）
式中的分母比二运放仪表放大器时复杂得多，而正如式（4）所示，分母可用电阻的失配百分率来表示，即
在式（8）中，如果4个电阻都相等（或R1=R3，R2=R4），其分母就会变为0，而这几个电阻的任何失配都会使共模电压的一部分出现在输出端。与二运放仪表放大器相似：任何电阻间温度漂移的失配都会降低CMRR。
3.2.2 三运放仪表放大器的交流CMRR
如果A1，A2很好的匹配（即相同的闭环带宽），CMRR就不会像二运放那样迅速下降。对比一下图2和图4，三运放仪表放大器的CMRR在100Hz之前相对平坦，而二运放仪表放大器的CMRR在大约10Hz时就开始降低。
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3.2.3
三运放仪表放大器的共模范围
三运放仪表放大器的第一级共模增益为单位值，共模电压原封不动的出现在图5中A1，A2的输出端，而差模输入电压（Vdiff）降落在增益电阻上，结果电流流过R5，R6，这意味着当输入差模电压增加时，A1的电压将高于Vcm，A2的电压将低于Vcm。因此，当增益和（或）输入信号增加时，A1，A2的电压范围也会增加，最终被电源电压的范围所限制。可以知道，共模电压可以达到的范围、差模输入电压、增益这三者之间是互相关联的。例如，增加增益会减小共模范围和输入电压范围，同样，增加共模电压会限制差模输入范围并限制增益可能达到的最大值。如果输入级运放的输出摆动已知，那么就能很好地表示输入范围，共模范围和增益之间的关系，以服务于特殊的三运放仪表放大器。
工业应用中运用低电源电压时，可用的摆动范围也越来越少。至于二运放仪表放大器，可以用满幅度运放来解决这个问题，三运放仪表放大器中，因为过度的输入电压、共模电压或增益会削减输入级（A1，A2）的输出电压，所以满幅度输出级（A3）在这里根本起不了什么作用。
3.2.4
低共模应用中优化的单电源三运放仪表放大器
图6是AD623（低耗单电源满幅度仪表放大器）的简图，沿用传统的三运放仪表放大器结构，在用作输入级运放之前，正反相输入电压通过一个PNP管，电压上偏了0.6V。
要理解电平偏移的重要性，先要考虑仪表放大器工作的通常条件。图7示出了AD623的一个典型应用，仪表放大器放大的信号来自一个J型热电偶，仪表放大器连同A/D转换器共同由+5V单电源供电。此应用中。所测温度范围从－200～+200℃，相应的热电偶的电压范围为－7.890～10.777mV。
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图6 AD623采用典型三运放仪表放大器的结构。通过给两个输入端上偏0.6V电压，即使在极低共模电压下也可单电源工作。
 图7 AD623的输入级电平偏置非常适用于单电源低共模应用。温度范围为- 200～+200℃，J型热电偶的电压范围从-
7.890～10.777mV。91.9的增益使仪表放大器的输出电压范围为1至3V（即2V±1V），输出端与单电源供电的AD7776A/D转换器相接。
图8 一个集成二运放仪表放大器AD627，也采用Vbe电平偏置以便低输入共模电压在单电源下工作。
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如通常一样，热电偶的一端接地，使偏置电流流入仪表放大器。因此，同相、反相输入电压中间的共模电压非常接近地电平。实际上，从热电偶而来的电压开始变负时，有效共模电压也变负。
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在传统的三运放仪表放大器中，当热电偶电压开始大于零时，输入级的电压扩展效果会导致输入级的一个运放的输出电压变为地。图6的电平偏置结构通过有效的在共模电压上加0.6V，避免了这个问题，从而对地有更多的摆动范围，并且使A1和A2满幅度运放的输出电压处于线性区域，即使输入电压和共模电压低于地电平。输入电压可以负到150mV，这由编程增益和共模电压控制。
在此例中，仪表放大器的设置增益为91.9（RG=1.1kΩ），基准脚的电压设为2V，只要热电偶电压处在温度为－200～+200℃间变化，仪表放大器的输出电压范围就为1.274～2.990V（对地），这个电压摆动范围很适合A/D转换器的输入电压范围（2V±1V）。
3.2.5
单电源二运放仪表放大器在低共模电压中的应用
加一个Vbe电压降使共模电压升高的方法可应用于二运放仪表放大器。图8是AD627的简图，它是一个集成二运放仪表放大器，运用特殊技术来获得整个频率范围内的高CMRR。必须指出，对于三运放仪表放大器而言，必须注意补偿内部节点电压，避免信号饱和，这在单电源应用中格外严格。一般说来，最大增益由输出有效信号的范围决定（反相通道大于50mV，同相通道为100mV以内）。而在输入共模电压接近或等于零的单电源应用中，编程增益有一定限制。当输入、输出和基准引脚（REF）的电压范围由技术说明所规定时，这些引脚的电压范围是互相影响的。在图8中，由含有共模分量Vcm的差模电压Vdiff驱动，运放A1输出端电压是Vdiff、Vcm、Vref引脚电压和编程增益的函数：
VA1=1.25（Vcm +0.5V）- 0.25Vref -Vdiff（25kΩ/RG－0.625）
也可用-IN和+IN（V－和V+）脚上的实际电压来表示：
VA1=1.25（V－+0.5V）- 0.25Vref -（V＋ -V－）25kΩ/RG
A1的输出电压在反相通道为50mV以内，同相通道为200mV以内摆动，上述等式可用以验证A1的电压是否在此范围内。从以上任何一个等式可以看到，当Vref作为AD627的输出(A2)正偏置增加时，A1的输出电压会减小。此外，增加输入共模电压会增加A1的输出电压。在共模电压较低的单电源应用中，差模输入电压或REF上的电压太高会使A1的输出变为地电平。输入电压有效上偏0.5V（如T1和T2的Vbe）可以增加一些摆动范围。
表1给出AD627在不同单电源输入条件下的最大增益值，输出摆幅是根据REF脚上的电压得到的，REF上的电压已经被设置为2V或1V，以使增益和输出摆动范围最大。注意在很多情况下，使单电源电压值大于5V毫无好处（输入范围为0V至1V时除外）。
表1 AD627低共模单电源应用的最大增益
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Vin |
REF Pin |
Supply Voltage |
Resulting max Gain |
RG
tolerance） |
Output Swing
w.r.t 0V |
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+/- 100mV，Vcm=0V |
2V |
+5 to +15V |
12.0 |
28.7kΩ |
0.8 to 3.2V |
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+/- 50mV，Vcm=0V |
2V |
+5 to +15V |
23.7 |
10.7kΩ |
0.8 to 3.2V |
|
+/- 10mV，Vcm=0V |
2V |
+5 to +15V |
119.9 |
1.74kΩ |
0.8 to 3.2V |
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V- = 0V，V+= 0 to 1V |
1V |
+10 to +15V |
7.5 |
78.7kΩ |
1 to 8.5V |
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V- =0V，V+=0 to 100mV |
1V |
+5 to +15V |
31 |
7.87kΩ |
1 to 4.1V |
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V- =0V，V+= 0 to 10mV |
1V |
+5 to +15V |
259.1 |
787kΩ |
1 to 3.6V |
4 滤去高频共模信号
所有的仪表放大器都能校正高频中超出频带的信号，一旦校正，这些信号就变成直流失调误差出现在输出端。图9的电路提供了一个很好的RFI抑制，在仪表放大器的通频带内不会降低性能。电阻R1和电容C1（同样R2和C2）组成一个低通RC滤波器，-
3dB带宽F=1/（2πR1C1），代入元件值，这个滤波器有大约40kHz的- 3dB带宽。电阻R1和R2要选择足够大，使电路输入与电容分离，但不能大到增加电路噪声的程度，为维持放大器通频带的共模抑制，电容C1和C2必须是±
5%乃至更好的元件，或经测试能提供很好匹配的低成本元件。
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维持低频时的共模抑制，电容器C3是必需的。R1、R2和C1、C2构成桥电路，桥电路的输出与仪表放大器的输入相接。C1，C2的任何失配都会导致桥电路失衡并减小共模抑制。C3确保任何RF信号为共模信号（极性幅值相同地出现在仪表放大器的两个输入端），并且不会差分输入。第二级低通网络（R1+R2和C3）的-
3dB带宽为1/[2π（R2+R1）C3]，将C3=0.047m F代入，此电路－3dB信号带宽约为400Hz。典型的直流偏移（整个频率范围内）小于1.5m
V，电路对RF信号的抑制大于71dB。通过减小R1、R2至2.2 kΩ，电路的- 3dB信号带宽可以增至900Hz。
除了在仪表放大器之前的电路必须驱动一个抵阻抗负载外，性能与使用4kΩ时相似。
图9的电路可用一个PCB板来建立，元件引线必须尽可能短，电阻R1，R2可为1%金属膜电阻，而电容C1、C2必须为±5%容差元件，以避免降低电路的共模抑制。推荐用5%银云母片电容或松下公司的±2%PPS膜电容。 |
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图9 通常模式和共模抑制RF干扰的衰减电路 |
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